图1 包含探测器、源极跟随器和电荷灵敏前置放大器的粒子探测系统的原理示意图
Fig. 1 Schematic diagram of particle detection system including detector, source follower, and charge-sensitive preamplifier
北京大学学报(自然科学版) 第62卷 第2期 2026年3月
Acta Scientiarum Naturalium Universitatis Pekinensis, Vol. 62, No. 2 (Mar. 2026)
doi: 10.13209/j.0479-8023.2026.003
国家重大科研仪器研制项目(42127803)和国家自然科学基金杰出青年基金(42225404)资助
收稿日期: 2025–02–27;
修回日期: 2025–10–20
摘要 针对专用集成前置放大器 RENA3 的最大输入电荷量限制量程且最佳输入电容(2 或 9pF)过低, 导致无法匹配较大的粒子探测器等效电容(几十到几百 pF)的问题, 提出将源极跟随器作为 RENA3 的输入级, 解决最大输入电荷量和最佳输入电容受限问题, 从而扩展应用范围。对所提方法进行理论分析、PSpice 仿真以及实验验证, 实验结果与理论分析和数值模拟结果吻合, 由此验证所提方法的可行性。该方法同样适用于其他类型的专用集成前置放大器。
关键词 电荷灵敏放大器; 量程扩展; 电容匹配; RENA3
粒子探测器读出专用集成电路(application spe-cific integrated circuits, ASIC)由于高性能和低资源消耗而被广泛使用。然而, ASIC 的最大输入电荷量和最佳输入电容是固定的, 不能直接改变。例如, 已经广泛应用到空间物理研究以及医学成像领域的具有 36 通道电荷灵敏放大器/整形器的 ASIC 芯片RENA3 的最大输入电荷量为 54fC, 相当于在 Si 探测器中能探测到的最大粒子沉积能量为 1.2MeV, 其最佳输入探测器电容为 2 或 9pF, 仅适用于小面积厚探测器[1–3]。因此, RENA3 被选择用于行星际超低噪声三维能量粒子谱仪的信号读取。该仪器主要探测行星际的能量电子(20keV～1MeV)和质子(25keV～12MeV), 能量分辨率要求 ΔE/E<0.1@200keV, 对低能量段噪声要求<10keV, 它包含一套 4 层×5像素的 Si 半导体探测器阵列, 4 层探测器的厚度分别为 50, 500, 500 和 300μm, 每层有 5 个像素, 面积约为 1cm2。RENA3 可以覆盖仪器的电子通道的能量探测范围, 但不能满足质子通道的能量探测范围。对于质子探测通道, 最大输入电荷量需要扩大约 10倍。此外, 这些探测器的等效电容高达几十到几百pF, 远高于 RENA3 的最佳输入电容。当然, 我们可以使用其他类型的 ASIC, 然而能够获得的其他类型的 ASIC 不能同时满足高探测精度和大输入电荷量的要求。
为了使选用的 RENA3 芯片能够满足行星际超低噪声三维能量粒子谱仪的使用需求, 本文使用JFET (junction field-effect transistor)源极跟随器作为Si 半导体探测器的输出与 RENA3 输入之间的中间级, 扩大 RENA3 的最大输入电荷量, 解决 RENA3的最佳输入电容(2 或 9pF)远低于探测器的等效电容(几十到几百 pF)的问题。在使用源极跟随器的情况下, 与电荷灵敏前置放大器的工作原理不同, 探测器的输出电荷是积分在源极跟随器栅极的等效电容上, 而不是在反馈电容上。这一过程将探测器的输出电荷转换为源极跟随器中的输出电压, 可以获得极低的输出阻抗, 有效地解决与后续 RENA3 芯片的匹配问题[4]。
实现源极跟随器的方法有两种: 1)将源极跟随器集成在探测器基板上; 2)将探测器连接到由分立器件组成的源极跟随器上[5–6]。第一种方法固然可以降低系统的杂散电容, 进而获得优异的性能, 但是需要复杂的工艺和技术。第二种方法更简单易行。随着 JFET 源极跟随器制造技术的发展, 目前开发的 JFET 源极跟随器可以获得小的杂散电容, 从而获得与第一种方法相媲美的性能[4,7]。因此, 本研究采用第二种方法。
包含探测器、源极跟随器和电荷灵敏前置放大器的粒子探测系统的工作原理如图 1 所示, 探测器等效为一个脉冲电流源 iD与一个探测器等效电容CD的并联。偏压 Vbias通过电阻 RD施加到探测器上, 为探测器提供偏置电压。Qin为粒子入射到探测器的沉积能量所产生的电荷信号。Cgs为 JFET 管的栅极–源极结电容。Cgd为 JFET管的栅极–漏极结电容。JFET管的跨导被定义为 gm。电源 VDD和电阻R1为 JEFT 管提供偏置。JFET管的输出(JFET管的源极)使用两个电阻 R2和 R3分成两路。每一路通过一个耦合电容 Cn1或Cn2连接到电荷灵敏前置放大器的输入端。Cf和 Rf 为电荷灵敏前置放大器的反馈电容和反馈电阻。粒子入射到探测器中产生的电荷Qin在 JFET 管的栅极处被结电容积累, 然后通过 R-C等效电路放电。R是 JFET 管的栅极处的等效电阻。C是 JFET 管在栅极处的等效电容, C = CD + Cgd + Cgs。采用源极跟随器这种配置的特点是低输出阻抗, 可以驱动更高的负载, 包括容性负载, 从而允许源极跟随器的输出与电荷灵敏前置放大器的输入之间有更长的连线[7]。这种配置也可以通过选取具有高输入电容的 JFET 管来匹配具有大等效结电容的探测器。
将放大倍数 A1定义为 Usf(JFET 的源极输出电压变化)与 Qin(JFET 的输入电荷)的比值:
图1 包含探测器、源极跟随器和电荷灵敏前置放大器的粒子探测系统的原理示意图
Fig. 1 Schematic diagram of particle detection system including detector, source follower, and charge-sensitive preamplifier
。 (1)当
, 可得
(2)
对于理想的电荷灵敏放大器, 其输出可以表示为
。 (3)式(3)表明, 在理想情况下, 电荷灵敏前置放大器的输出 Qout1与输入电荷量 Qin成正比。电荷信号的放大倍数为 Cn1/(CD+Cgd), 可以通过选择大耦合电容Cn1来增加该放大倍数, 从而提供更高的输出电荷信号, 降低线路噪声的影响。增大耦合电容 Cn1的值也降低了电荷灵敏前置放大器的等效输入电容以及导线的杂散电容的影响[8], 从而允许源极跟随器的输出与电荷灵敏前置放大器的输入之间有更长的连线[7]。
JFET 管的输出(JFET 管的源极)被两个电阻R2 和 R3分成两路。第二路用于量程扩展:
(4)如果选取Cn1 =Cn2 =Cn, 则
(5)
式(5)表明, 可以通过调节电阻 R2和 R3的值进行量程扩展。对于行星际超低噪声三维能量粒子谱仪使用的 RENA3 芯片, 如果粒子沉积能量≤1.2MeV, 可以使用原始通道 Qout1, 获得更高的探测精度; 如果粒子沉积能量≥1.2MeV, 可以使用量程扩展通道Qout2, 确保输出不饱和。
由于 JFET 管的跨导随温度的变化一般不可忽略, 因此需要估算当跨导变化时, 输出电荷的变化。根据式(1), (3)和(5), 假设 gm(R2+R3)
, 可以估算当跨导发生变化时, 各通道的相对输出变化量为
。 (6)行星际超低噪声三维能量粒子谱仪能量分辨率设计指标为 ΔE/E<0.1, 若
,
则跨导变化产生的输出变化可忽略。假设使用的探测器电容为 CD=30pF, 选用的 JFET 管MMBF4416A的 Cgd=0.8pF, Cgs=4pF, gm=4.5mS, R2+R3=4.7kΩ, 那么 Δgm/gm<18.7×0.5%=9.4%。相对而言, 跟随器输出信号随跨导的变化不明显, 但仍然需要考虑将设备温度控制在一定范围内(如控制温度变化在 15℃内, 保证 Δgm/gm<9.4%), 确保 JFET管的性能维持相对稳定。
采用 PSpice 软件对包含探测器、源极跟随器和电荷灵敏前置放大器的粒子探测系统进行仿真, 仿真电路原理如图 2 所示。其中, 脉冲信号源 pulse 和Cin用于模拟粒子入射到 Si 探测器中产生的电荷信号。假设脉冲信号源的振幅为 1mV, Cin的值为 1pF, 则产生的电荷量为 1mV×1pF=10–15库仑, 等效于入射到 Si 探测器中的粒子产生 22.625keV 沉积能量所产生的电荷量。RD是探测器的等效电阻, CD是探测器的等效电容。R2和 R3的值分别为 4.14kΩ 和 0.46kΩ, 意味着 Vout2的幅度约为 Vout1的 1/10, 即可以在Vout2中实现将量程扩大 10 倍的目标。Cn1和 Cn2是耦合电容。反馈电阻 Rf1和 Rf2的值为 1.2GΩ(等于所采用 ASIC 芯片 RENA3 的反馈电阻值)。反馈电容 Cf1 和 Cf2的值为 60fF(等于 RENA3 的反馈电容值)。
首先, 只改变 CD的值来确定输出电压幅度与CD之间的关系, 模拟结果如图 3 所示。可以看出, Vout1和 Vout2都随着 CD的增加而减小, 并且量程扩展通道(Vout2)的幅度大约是原始信号通道(Vout1)幅度的 1/10。对于不同的探测器 CD, 使用相同的耦合电容会导致输出信号发生显著的变化。
然后, 仅改变耦合电容(Cn1和 Cn2)的值, 得到输出电压幅度(Vout1和 Vout2)与耦合电容(Cn1和 Cn2)之间的关系, 模拟结果如图 4 所示。Vout1和 Vout2都随着耦合电容(Cn1和 Cn2)的增加而增加, 并且量程扩展通道(Vout2)的幅度大约是原始信号通道(Vout1)幅度的 1/10。改变耦合电容相当于改变放大倍数, 较大的耦合电容意味着较大的输出电压[6]。耦合电容的值并非越大越好, 它受两个因素限制: 1)JFET 源极跟随器对耦合电容充电需要一定的时间, 耦合电容越大, 就需要越长的充电时间, 会降低系统的时间分辨率; 2)受电荷灵敏前置放大器的最大输入电荷量限制[6]。
图2 以源极跟随器作为量程扩展电路的电路示意图
Fig. 2 Schematic diagram of the circuit using a source follower as the range expansion circuit
图3 当耦合电容保持恒定值时, 输出电压幅度(Vout1和 Vout2)与探测器电容 CD的关系
Fig. 3 Relationship between output voltage amplitude (Vout1 and Vout2) and detector capacitance CD when keeping the coupling capacitance at a constant value
图 4 表明, 可以通过降低耦合电容(Cn1和 Cn2)的值(低于探测器的电容 CD =100pF)来扩展系统的量程。然而, 根据 Ratti 等[7]的研究, 为了发挥源极跟随器的优势, CD应小于 Cn1和 Cn2。因此, 我们不采用此方法来扩展系统量程。
最后, 改变探测器电容 CD的值为 20, 50, 100, 150 和 200pF, 同时改变耦合电容的值, 使其等于探测器电容 CD, 输出电压波形 Vout1的模拟结果如图 5所示。对于不同的探测器电容 CD, Vout1基本上没有发生变化。这一结果表明, 通过调整耦合电容的值与探测器电容的值相等, 即使探测器电容发生变化, 输出电压也基本上保持不变。
图4 当探测器电容 CD保持恒定时, 输出电压幅度(Vout1和 Vout2)与耦合电容(Cn1和 Cn2)的关系
Fig. 4 Relationship between output voltage (Vout1 and Vout2) and coupling capacitance (Cn1 and Cn2) while keeping the detector capacitance CD at a constant value 100 pF
将耦合电容 Cn1和 Cn2的值设置为与探测器电容相同, Cn1=Cn2=CD =100pF, 得到 Vout1和 Vout2的波形如图 6 所示。显然, Vout1表现为正常输出, Vout2大约为正常值的 1/10。这一结果意味着 Vout2的量程可以扩展 10 倍。除振幅外, 上升时间、下降时间和半峰宽度的输出波形几乎相同, 表明通过使用JFET 源极跟随器作为 RENA3 的第一输入级, 可以很方便地改变量程。
图5 CD=Cn时输出电压 Vout1的模拟结果
Fig. 5 Simulation result of Vout1 when CD=Cn
图6 CD=Cn=100pF 时 Vout1和 Vout2的模拟结果
Fig. 6 Simulation result of Vout1 and Vout2 when CD=Cn=100 pF
使用 Pspice 无法获取 MMBF4416A 的 spice 模型, 因此我们使用噪声更大的 MMBF4416 来替代, 使用 Pspice 进行噪声分析。图 7 为 JFET源极跟随器在两个通道的噪声随截止频率的变化。设置RENA-3 捕获时间为 1μs, 因此仿真中将噪声截止频率设定为 1MHz。100Hz～1MHz 频率范围内由源极跟随器引入的积分噪声均约为 2.6μVrms。原量程通道 Vout1对应的噪声为 3.0keV; 扩量程通道 Vout2对应的噪声为 30keV。根据以往实验结果, 对于 50pF的探测器电容, 探测系统的噪声约为 7.5keV[8]。根据仿真结果, 引入源极跟随器后, 原量程通道的噪声变为约 8.1keV。扩量程通道的噪声变为约 30keV, 此通道将仅用于>1MeV 的量程。由于信号较大, 因此信噪比仍然满足 ΔE/E<0.1。
图7 CD=50pF 时, 源极跟随器及前端产生的噪声有效值
Fig. 7 Effective noise RMS value of the source follower and front-end when CD=50 pF
图 8 示意验证实验的电路原理。为了方便地改变探测器的等效结电容, 采用等效输出电荷法(虚线框内)模拟粒子进入探测器并产生电荷的过程。脉冲信号源 pulse 和 Cin用于模拟粒子入射到 Si 探测器中产生的电荷信号。系统的性能在很大程度上取决于探测器与前端电子设备之间的杂散电容[7,9–11]。为了使杂散电容最小, 本文将 JEFT 源极跟随器放置在尽可能靠近探测器的位置, 并且它们之间的连接应尽可能短。
电阻 R2和 R3将 JFET 源极跟随器的源极输出分成两路, 通过耦合电容 Cn1或 Cn2连接到 RENA3 的两个单独输入端。JFET 源极跟随器的源极输出处的电压信号通过耦合电容转换为电荷信号。现场可编程门阵列(FPGA), 用于控制 RENA3 和 AD9240, 以便完成数据采集。
首先, 验证使用 JFET 源极跟随器对输出的影响。保持 CD=Cn1, 由于 JFET 栅极存在输入电容, 因此输出会比原本输出小。图 9 展示使用 JFET 源极跟随器前后量程之比。实验曲线与预测曲线的偏差可能是由使用的电容存在误差以及线路上的电容不可忽略等导致。图 9 表明, 使用 JFET 源极跟随器时, 若 CD=Cn1且远大于栅极电容时, 第一个通道的量程与原量程差异不大。
第二步, 保持探测器电容 CD =51pF, 只同步改变耦合电容 Cn1和 Cn2的值, 可得归一化输出电压幅度随耦合电容 Cn1和 Cn2的关系, 结果如图 10 所示。与模拟结果类似, Vout1和 Vout2都随着耦合电容Cn1和 Cn2的增加而增加, 量程扩展通道(Vout2)的幅度约为原始信号通道(Vout1)幅度的 1/10。Vout1和Vout2的幅度同步成比例地变化。
图8 验证实验电路原理示意图
Fig. 8 Circuit schematic of the experimental setup
实线表示假定栅极电容为 4pF 时(根据用户手册, MMBF4416A的输入电容的为 4pF)的预测结果, 虚线表示电容存在 5%的误差区间
图9 使用 JFET 源极跟随器后的输出与原始输出之比
Fig. 9 Ratio of the original output to output with JFET source flower
第三步, 调整耦合电容与探测器电容相等, 得到归一化输出电压幅度 Vout1和 Vout2随探测器电容CD的变化(图 11)。与仿真结果类似, 不同的探测器电容 CD的输出电压值略有变化。Vout1 与原输入接近, Vout2约为正常值的 1/10。由于 Cn1和 Cn2可以隔离直流信号进入 ASIC, 因此直流偏置将不会影响ASIC, Vout之比即为两通道输出之比, 即Vout2通道的量程可以扩展 10 倍(大于 12MeV), 能够满足设计量程的需求。根据不同的实际量程需求, 可以进一步调整两电阻比值, 从而调整量程扩展倍数。
保持CD =51 pF, 仅同步改变耦合电容Cn1和Cn2的值
图10 归一化输出电压幅度 Vout1和 Vout2随耦合电容 Cn1和 Cn2的变化
Fig. 10 Variations of the normalized output voltage amplitude Vout1 and Vout2 with the coupling capacitance Cn1 and Cn2
综上所述, 实验结果与理论分析和数值模拟结果吻合较好, 实验中观察到的轻微差异是实验器件为非理想器件所致。
本文提出采用源极跟随器作为探测器和 RENA3的中间级, 解决了最大输入电荷量和最佳输入电容受限的问题, 扩展了应用范围。
JFET 源极跟随器能够解决 ASIC 输入端阻抗失配的问题。对于 JFET 源极跟随器, 电荷信号被积分在 JFET 栅极的等效输入电容上, 因此在该阶段电荷信号被转换为电压信号, 并且在 JFET 源极处获得低阻抗输出信号, 因此可以有效地消除与后续电路的阻抗失配。通过调整耦合电容与探测器电容CD一致, 可以解决输出信号幅度随探测器电容 CD增加而减小的现象。
耦合电容与探测器电容相等
图11 归一化输出电压幅度 Vout1和 Vout2随探测器电容 CD的变化
Fig. 11 Variations of the normalized output voltage amplitude Vout1 and Vout2 with the detector capacitance CD
JFET 源极跟随器能够实现量程扩展的功能, 且对信噪比的影响有限。通过两个电阻 R2和 R3, JFET 源极跟随器的输出很容易分为两路输出 Vout1和 Vout2。根据行星际超低噪声三维能量粒子谱仪的使用需求, Vout2 = Vout1/10, 可以将量程扩展为 10 倍, 从而在 12MeV 时不会饱和。如果有其他量程的需求, 调整电阻比值也可以实现其他扩展倍数。对于较小的电荷信号, 使用正常输出通道 Vout1; 对于较大的电荷信号, 使用量程扩展通道 Vout2。该方案确保对较小的信号具有高精度, 对于较大的信号不饱和。实验结果与理论分析和数值模拟结果基本上一致, 轻微差异是实验器件为非理想器件所致。
引入 JFET 源极跟随器将会引入一定的噪声。这个噪声取决于 JFET 本身的漏电流和电容等。因此, 需要选择漏电流和电容尽可能小的 JFET 管, 并尽可能短布线, 以便减小 JFET 管引入的噪声和干扰。该方法还可以应用于其他类型的读出 ASIC, 从而改变能量探测范围或消除读出 ASIC 与探测器之间的电容失配问题。
参考文献
[1] Cajipe V B, Clajus M, Hayakawa S, et al. Performance of the RENA3 IC with position-sensitive CZT and CdTe detectors // 2008 IEEE Nuclear Science Sympo-sium Conference Record. Dresden: IEEE, 2008: 300–307
[2] Tumer T O, Cajipe V B, Clajus M, et al. Multi-channel front-end readout IC for position sensitive solid-state detectors // 2006 IEEE Nuclear Science Symposium Con-ference Record. San Diego: IEEE, 2006, 1: 384–388
[3] Safavi-Naeini M, Franklin D R, Lerch M L F, et al. Evaluation of silicon detectors with integrated JFET for biomedical applications. IEEE Transactions on Nuclear Science, 2009, 56(3): 1051–1055
[4] Giacomini G, Bosisio L, Dalla Betta G F, et al. Integra-ted source follower for the read-out of silicon sensor arrays. IEEE Transactions on Nuclear Science, 2015, 62(5): 2187–2193
[5] Bombelli L, Fiorini C, Frizzi T, et al. “CUBE”, a low-noise CMOS preamplifier as alternative to JFET front-end for high-count rate spectroscopy // 2011 IEEE Nuclear Science Symposium Conference Record. Va-lencia: IEEE, 2011: 1972–1975
[6] Sampietro M, Fasoli L, Bertuccio G. Source follower or charge amplifier? An experimental comparison using a detector with integrated electronics. IEEE Tran-sactions on Nuclear Science, 1996, 43(4): 2413–2418
[7] Ratti L, Manghisoni M, Re V, et al. Integrated fron-tend electronics in a detector compatible process: source-follower and charge-sensitive preamplifier con-figurations. Hard X-Ray and Gamma-Ray Detector Physics III, 2001, 4507: 141–151
[8] 王游龙, 于向前, 王玲华, 等. 粒子辐射探测器专用电荷灵敏前置放大器扩量程技术研究. 北京大学学报(自然科学版), 2024, 60(6): 973–978
[9] Dalla Betta G F, Pignatel G U, Verzellesi G, et al. Si-PIN X-ray detector technology. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research Section A: Accelera-tors, Spectrometers, Detectors and Associated Equip-ment, 1997, 395(3): 344–348
[10] Nashashibi T. The Pentafet and its applications in high resolution and high rate radiation spectrometers. Nuc-lear Instruments and Methods in Physics Research Sec-tion A: Accelerators, Spectrometers, Detectors and As-sociated Equipment, 1992, 322(3): 551–556
[11] Hansen K, Reckleben C. Dynamic behavior of the charge-to-voltage conversion in Si-drift detectors with integrated JFETs. IEEE Transactions on Nuclear Sci-ence, 2003, 50(5): 1718–1724
Range Expansion for Specific Integrated Preamplifier Based on Source Follower
Abstract To address the problems that the maximum input charge of the application-specific integrated preampli-fier RENA3 limits its measurement range and its optimal input capacitance (2 pF or 9 pF) is too low to match the large equivalent capacitance of particle detectors (tens to hundreds of picofarads), a source follower is proposed as the input stage of RENA3 to overcome the constraints on maximum input charge and optimal input capacitance, thereby expanding its application scope. The proposed method is verified via theoretical analysis, PSpice simulation, and experiments. The experimental results are consistent with the theoretical analysis and numerical simulation, which validates the feasibility of the proposed method.
Key words charge sensitive preamplifier; range expansion technology; capacitance matching; RENA3