表1 高压电源的设计指标
Table 1 Design specifications of the high voltage power supply
参数设计指标 输入电压11.4～12.6 V (纹波 1%) 输出电压1000～10000 V 输出电流0～30 μA@10000 V output 纹波峰峰值≤ 5 V@0～30 μA output 输入功率≤ 2 W 规格最长边不超过200 mm 质量< 1000 g
北京大学学报(自然科学版) 第60卷 第2期 2024年3月
Acta Scientiarum Naturalium Universitatis Pekinensis, Vol. 60, No. 2 (Mar. 2024)
doi: 10.13209/j.0479-8023.2023.047
国家自然科学基金(42274225)资助
收稿日期: 2023–03–03;
修回日期: 2023–05–08
摘要 为了满足空间探测载荷(如质谱仪和能量粒子探测器等)对高压电源输出纹波的要求, 设计一款小功率、低纹波、最大输出电压为 10kV 的可调高压直流电源。设计中使用罗耶架构的逆变器和倍压整流电路, 利用反馈回路, 使纹波电压峰峰值小于 2V; 使用 51 系列单片机控制电源输出电压, 监测电源的工作状态。除在原理设计方面降低输出电压纹波外, 还提出其他降低输出电压纹波的措施。测试结果表明, 所设计的高压电源具有输出电压稳定可调、纹波低的特点, 可以满足空间探测载荷对高压电源的基本性能要求。
关键词 高压电源; 倍压整流; 低纹波; 可变输出; 单片机
高压电源在航空航天等领域有重要的应用, 常配置在质谱仪[1]、静电分析仪[2–4]和 X 射线管[5]等仪器中。目前主要有两种电源类型: 一种是开关电源, 它配置在特定的电路架构中, 利用开关管状态的快速切换进行电压变换[6]; 另一种是线性电源, 其内部控制电路输出的三极管等半导体器件工作在线性 区[7]。开关管工作时只消耗很少的能量, 因此开关电源效率普遍较高。得益于高频开关和软开关[8]等技术的发展, 部分开关电源的效率已经超过 98%。另外, 开关电源无需使用工频变压器, 因此体积小, 重量轻[9]。由于这些优点, 开关电源占据大部分市场。但是, 开关管的开关动作会产生很大的高频干扰, 从而引起较高的输出电压纹波, 而控制线性电源输出的半导体器件工作在线性区, 使线性电源难以实现很高的效率, 但也避免了开关动作, 降低了电路的高频干扰。因此, 线性电源的输出电压纹波普遍较低[10], 适合应用在对纹波要求较高的场合。由于这个特点, 线性电源在特殊领域仍然占据一席之地。低纹波的高压电源能够保障精密仪器工作状态的稳定。因此, 在衡量高压电源的各种性能参数中, 低纹波逐渐成为精密仪器的基本要求。
为了满足空间探测载荷(如质谱仪和能量粒子探测器等)对高压电源输出纹波的要求[11–12], 本文设计一款低纹波可变输出高压电源, 它结合罗耶架构的逆变电路和倍压整流电路[13–15], 利用 51 系列单片机实现电源的状态监测和控制, 同时使用灌封工艺, 使高压电源的输出可调, 同时保证纹波电压峰峰值小于 2V。
空间探测载荷对高压电源通常有能耗低、输出电压纹波低、体积小和重量轻等要求。为了满足这些需求, 保证载荷工作状态的稳定, 本文设计一个小功率、低纹波、可变输出高压电源, 其性能指标如表 1 所示。
本文设计的高压电源主要由逆变、倍压整流、输出滤波、反馈网络(包括输出电压采样和差值放大)、以单片机为核心的控制系统[16]和辅助电源(提供 5V 直流电)6 个部分组成(图 1)。其中, 以单片机为核心的控制系统包括输入电压采样、温度读取、状态显示、输出电流采样以及按键输入(图 1 中虚线框)。
若输出电压设定为 10kV, 当电源工作时, 低压直流电经逆变电路变为频率约为 67kHz, 峰值约为 1.7kV 的准正弦高压交流电。高压交流电作为倍压整流电路的输入级, 经多级倍压整流电路后变为高纹波、约 10kV 的高压直流电。高压直流电再经输出滤波网络变为低纹波的高压直流电, 作为最终的输出电压。输出电压同时加在电压采样电阻两端, 经分压后获得采样电压。采样电压一方面会与单片机产生的控制电压进行比较, 将得到的差值放大后, 用于控制场效应管的状态, 以便控制逆变电路的输出电压, 进而控制整个电源的输出; 另一方面, 会被送入单片机。单片机对其进行简单的运算后, 将结果显示出来, 方便实时查看电源的状态。
表1 高压电源的设计指标
Table 1 Design specifications of the high voltage power supply
参数设计指标 输入电压11.4～12.6 V (纹波 1%) 输出电压1000～10000 V 输出电流0～30 μA@10000 V output 纹波峰峰值≤ 5 V@0～30 μA output 输入功率≤ 2 W 规格最长边不超过200 mm 质量< 1000 g
电源存在负载时, 负载电流会流经采样电阻, 在其两端产生压降。单片机可以利用此压降信息以监测电源状态。
图1 高压电源的原理框图
Fig. 1 Block diagram of the high voltage power supply
在电源工作过程中, 单片机会获取输入电压、三极管温度、输出电压和输出电流等信息, 参数异常时会断开低压电源, 保护高压电源和负载。用户可以设置相应参数, 实现可变输出。
2.2.1工作原理
罗耶架构逆变电路[13–14]如图 2 所示。接入直流电后, 由于两个三极管的参数不完全一致, 因此必有一个三极管先导通。先导通的三极管(如 Q1)的集电极、发射极和变压器 T1 的初级绕组构成的回路存在电感, 所以电流开始缓慢增大。由图 2 可知, 此时变压器的反馈绕组(两端连接在两个三极管 Q1与 Q2 基极的绕组, 即 7 与 8 引脚之间)和三极管 Q1基极直接相连的一端感应出正电位, 另一端感应出负电位, 使得三极管 Q1的基极电流变大, 形成正反馈, Q1 将更快导通, 同时 Q2 的导通受到抑制。当电流持续增大, 产生的磁场磁化变压器铁芯直至其饱和时, 电流开始减小, Q1 开始逐渐进入截止状态, Q2 则开始导通。与 Q1 导通的过程类似, Q2 导通的过程也会形成正反馈, 加快导通进程, 然后 Q2 开始进入截止状态, Q1 开始导通。如此反复, 便产生交流电。变压器线圈的电感和电容 C1 可构成一个选频网络, 在该网络的作用下, 变压器次级绕组将产生频率比较稳定的正弦波。
在罗耶架构的逆变电路中, 由铁芯的饱和程度控制三极管的轮流导通, 电路的起振条件容易得到满足。但是, 由于受铁芯磁化速度和各个极间电容的影响, 产生的交流电频率一般小于 100kHz。在本文的应用场景下, 交流电的频率较低, 因此可输出波形良好的正弦波。
频率较低时, 逆变电路输出的正弦波的频率由下式决定:
(1)
其中, C 为电容 C1 的容值, L 为回路的总等效电感:
L=4L34 ,(2)
L34 为变压器端口 3 与 4 之间的等效电感。
若初级绕组和次级绕组的电压峰值分别为 V1p(变压器 T1 引脚 3 与 6 之间的电压)和 V2p(变压器 T1引脚 1 与 2 之间的电压), 则变压器的电压变比 N为
(3)
输入的直流电 VDC 是单个初级绕组(变压器 T1引脚 3 与 4 之间或 5 与 6 之间的绕组)上正弦波的平均值 V1p/π 与三极管饱和导通时集电极、发射极压降 Vce 之和, 故初级绕组的峰值电压为次级绕组的峰值电压为
VDC为直流输入, VAC为交流输出, Vcon为反馈控制端, P为电源控制端, VBAT为直流电源分压
图2 罗耶架构逆变电路原理示意图
Fig. 2 Schematic diagram of a Royer architecture inverter
(4)
(5)
有效值为
(6)
2.2.2器件选择
在罗耶架构的逆变电路中, 三极管和变压器是核心元器件, 其性能参数直接影响电路的性能。本文设计的高压电源采用适合罗耶架构逆变器的多绕组变压器 FL2015-4L, 它包括 3 个绕组: 带中心抽头的初级绕组、次级绕组和反馈绕组(图 2)。根据表 2 所示的变压器参数, 可以选择合适的器件以组成逆变电路。
式(4)给出初级绕组的峰值电压 V1p。设计中一般使三极管最大集射极电压 Vcem>V1p。若输入低压直流电 VDC=12V, 三极管饱和导通时 Vce=0.7V, 那么 Vcem 应满足
(7)
此外, 根据变压器的极限参数 Irms 和电压变比, 三极管需耐受的最大集电极电流为
(8)
根据这两个参数可选择合适的三极管。本文设计的高压电源中使用型号为 2N5655 的三极管, 其最大集射极电压为 250V, 最大集电极电流为 1A, 完全符合设计需求。要使三极管正常工作, 还需要选定合适的基极电阻, 由下式确定:
,(9)
其中, IB 为基极电流。此外, 图 2 中的电感L1为阻尼电感, 实际应用中一般取
(10)
2.3.1工作原理
如图 3 所示, 倍压整流电路的基本原理是利用二极管引导电流方向, 先使用交流电给电容充电, 然后使用充电后的电容与交流电串联, 给其他电容充电来得到高压。利用倍压整流电路, 可以得到数倍于交流电压峰值的高压脉动直流电[15,17–18], 且该电压可以是单个二极管或电容耐压的数倍。但是, 由于采用电容维持高压, 很小的输出电流就会引起电容电压的持续下降。因此, 该电路的带载能力较弱, 只适合应用在高电压、小电流的场合。
如图 3 所示, 忽略二极管压降并假设电容充电速度足够快, 则在第一个负半周期内, 交流电 VAC (峰值为 V2p)经二极管 D1 给电容 C1 充电, 电容 C1 两端的电压达到 V2p; 在第一个正半周期内, 电容C1 两端的电压与 VAC 叠加, 经二极管 D2 为电容 C2充电, C2 电压上升至 2V2p。如此反复, C2后面每个电容的电压都将变为 2V2p。若将负载连接到多个电容的两端, 便得到数倍于 V2p 的脉动直流电。
表2 变压器FL2015-4L参数
Table 2 Parameters of the transformer FL2015-4L
输出功率/W初级电感/μH次级最大电流Irms/mA最大电压Vrms/V匝数比初级次级初级:次级初级:反馈 6.0447.03216001:501:0.14
图3 倍压整流电路原理示意图
Fig. 3 Schematic diagram of a voltage doubler rectifier
如前文所述, 倍压整流电路对二极管和电容的耐压要求较低。除二极管 D1 的反向耐压和电容 C1的耐压为 V2p 外, 其余电容的耐压和二极管的反向耐压均为 2V2p。
实际上, 由于二极管存在正向导通压降, 电容存在电荷的泄放, 且电路中多个二极管和多个电容的参数各自存在差异, 所以输出电压不是理想直流电, 而是一个脉动直流电, 并且存在一定程度的电压降落。
暂不考虑二极管的压降, 根据充放电时的电荷转移关系, 得到理论压降公式[19]为
(11)
其中, I0 为输出电流, n 为倍压整流电路的级数, f为交流电频率, C 为每个电容的容值。
以图 3 所示的倍压整流电路为例, 分析二极管正向导通压降对输出电压的影响。为简化分析过程, 设输入交流电 VAC 的峰值为 V, 每个二极管的正向导通压降为 VD, 电容均能快速地充满电。在第一个负半周期结束时, C1 两端的电压就为 V–VD。下一个正半周期时, C1 与交流电 VAC 串联, 共同经过 D2 为 C2 充电。当充电完成时, C2 两端的电压为
(12)
下一个负半周期时, C2 与 VAC 串联, 共同经过 D3 为C3 充电。当充电完成时, C3 两端的电压便是
(13)
可以发现, C4～C6 两端的电压也均为 2(V–VD), 即, 考虑二极管正向导通压降时, 除 C1 两端的电压为V–VD 外, 其余电容的电压均为 2(V–VD)。通过计算得出图 3 电路输出的直流电压为 6(V–VD), 由二极管正向导通压降导致输出电压的降落为 6VD。可以得出, n 级倍压整流电路由二极管正向导通压降导致输出压降为 2nVD, 令
Vd2 =2nVD 。(14)
综合式(11)和(14), 可以得到倍压整流电路的总理论压降为
(15)
根据充放电时的电荷转移关系, 同样可以得到理论纹波电压公式[19]为
(16)
实际应用中, 由于各个二极管和电容参数的非理想性, 压降和纹波均比理论值大, 所以理论公式仅用于粗略地分析输出电压的特性与电路参数的关系, 在实际设计时要以实验结果为准。
根据理论压降(式(15))和纹波电压(式(16))可知, 交流电的频率越高, 压降越小, 纹波也越低。由于变压器参数性能的影响, 电路的频率不宜过高, 否则输出交流电的波形就会偏离正弦波, 从而导致输出电压的纹波较高, 不满足设计要求。若频率过低, 虽然正弦波失真度小, 但是压降过大, 要维持输出电压则需要搭建更多级别的倍压整流电路, 将增加电源的体积和制作成本。实际使用时, 频率通常选择 40～80kHz。本设计中采用 12 倍压整流电路(n = 6)。在罗耶架构的逆变电路中, 使用 100nF 的电容和变压器初级线圈组成选频网络。根据式(1)可计算得出交流电的频率约为 76kHz。实际测试时, 由于电容和变压器初级线圈电感的精度较低, 且存在杂散电容, 因此交流电的频率约为 67kHz, 低于理论值。
2.3.2器件选择
高压二极管和高压电容是本电路的核心元器件。为了在满足耐压要求的同时尽可能降低纹波电压, 本设计使用耐压为 5kV, 正向导通压降为 5.0V, 型号为 R5000 的高压二极管以及 4.7nF, 耐压为 6kV, 精度为 20%的高压瓷片电容。
交流电经过倍压整流电路后变为脉动直流电。为了降低纹波, 接入 RC-π 型低通滤波电路。该电路使用 4 个 1nF、耐压为 15kV、精度为 20%的高压瓷片电容和一个 2MΩ、功率为 0.5W 的电阻。电路中每两个电容并联, 以便提高容值。可以计算得出, 在 67kHz 频率处, 其振幅增益约为–60dB。因此, 该电路可有效地滤除逆变电路产生的 67kHz 的交流成分, 从而降低输出纹波。
为了稳定输出电压, 设计如图 4 所示的反馈控制电路。利用阻值比为 4000:1 的分压网络采集输出电压, 并经过一个电压跟随器与参考电压 Vc 进行比较, 其结果通过运算放大器后, 经由一个电阻连接到场效应管 Q3 的栅极(即反馈控制端 Vcon, 见图 2 和图 4)来控制其工作状态, 进而控制输出交流电 VAC的峰值。该电路还使用阻值为 10GΩ、额定功率为5W、温度系数为±400ppm/℃、精度为 5%的高阻值电阻。
在空间探测应用场景下, 常常要求高压电源的输出电压可变。例如, 在静电分析仪中, 质量扫描常要求极板的电压变化; 微通道板和通道电子倍增器需要工作在数千伏的高压下, 其放大性能会随着时间减弱, 补偿措施是不断提高工作电压。
在硬件方面, 为了实现输出电压可调, 选择89C51 系列单片机作为核心控制器, 它可以通过按键读取输入信息, 之后利用数/模转换芯片产生控制电压来控制电源的输出。此外, 配合模/数转换芯片, 单片机还可以获取输入电压(通过图 2 中的 VBAT端口)、输出电流以及核心元器件的温度(如三极管Q1)。借助这些信息, 单片机便可以生成电源的状态信息(图 1)以及决定是否切断电源输出(通过图 2中的 P 端口)。在软件方面, 上述功能均可通过编写相应的单片机程序来实现。
本文设计的高压电源包括罗耶架构的逆变电路和输出滤波电路。在理论上, 这两种电路的组合可以提供比一般开关电源更低的输出电压纹波。然而, 在实际应用中, 为了实现较低的输出电压纹波, 除基本电路原理方面的设计外, 电源装配过程中也需要考虑特殊的措施。
气体压强和温湿度影响地面测试以及在轨工作时气体环境的电导率, 也会影响电源高压组件(包括高压二极管、高压电容)的工作状态。为了降低电源对周围环境的敏感度, 需要对电源进行灌封处理[20]。灌封之后, 电源处于电导率更低、电学性质更稳定的环境, 输出电压纹波也会更加稳定。
此外, 逆变电路中存在几十 kHz 交变电场的干扰。为了减少这种干扰对输出电压的影响, 电源的外壳采用导电材料, 并且在装配时与电源的地线(即输入和输出端的负极)连接, 实现静电屏蔽。这样, 可以有效地减少电磁泄漏, 优化电源内部的电磁环境, 也能够在一定程度上降低输出电压纹波。
通过电源控制系统设定最大输出电压为 10.000kV, 通过连接不同的负载, 使用数字高压表测量输出电压, 可以测试电源的带载能力。
连接高压表时, 通过接入不同的电阻, 调整输出电流分别为 20, 30, 35 和 40μA, 高压表的示数分别为 10.000, 10.001, 10.002 和 9.739kV。由此说明, 本文设计的高压电源在输入电压为 12V, 输出电压为 10kV 时的最大输出电流约为 35μA(对应的负载电阻约为 286MΩ)。在输出电流小于最大输出电流时(即负载电阻大于 286MΩ), 高压表的示数基本上维持在 10001±1V 的水平。
使用示波器和内阻为 100MΩ 的高压探头测试输出电压的纹波。为了尽可能排除周围电磁环境对测量结果的影响, 测试时未在高压探头前串联电阻, 而是直接将探头与高压电源相连。4.1 节的测试结果表明, 此时电源超负荷工作, 输出电压大幅度下降。直流耦合的测试结果表明, 此时电源的输出电压约为 5.80kV, 远低于 10kV。据此可计算得出电源的输出电流约为 58μA。由式(16)可知, 此时电压纹波比正常负荷状态(输出电流<35μA)偏大。由于本次测试只关注纹波的上限, 所以超负荷工作状态下的测试结果也具有相当高的可信度。
图4 反馈控制电路原理示意图
Fig. 4 Schematic diagram of the feedback control circuit
图5 测量纹波电压时示波器的输出
Fig. 5 Output of the oscilloscope when measuring ripple voltage
表3 高压电源设计指标与测试结果对比
Table 3 Comparison between the design requirements and test results of the high voltage power supply
对比输入电压/V输出电压/V输出电流/μA纹波峰峰值/V输入功率/W规格/mm质量/g 设计指标11.4～12.6(纹波1%)1000～100000～30@10 kV output≤ 5@0～30 μA output≤ 2最长边不超过200< 1000 测试结果9～15(纹波1%)1000～100000～35@10 kV output≤ 2@0～35 μA output≤ 2194 × 106 × 42828 ± 1
图 5 为输出电流 58μA、交流耦合时示波器的测量结果, 可以看出输出电压纹波峰峰值为 1.32V, 表明本文设计的高压电源输出电压纹波峰峰值小于2V。
本文设计的高压电源输入电压范围较宽, 根据输出功率的大小, 可以加载 9～15V(典型值 12V)的输入电压。当输出电流< 35μA 时, 纹波电压峰峰值小于 2V。根据测试结果, 当输入电压为 12V, 设定的输出电压为 10.000kV 时, 最大输入功率小于 2W, 随着负载的改变(空载约为 286MΩ, 输出电流为0～35μA), 输出电压都能长时间保持在 10000±1V, 且可以根据设定的参数提供 1000～10000V 的输出 电压。
表 3 列出本文提出的高压电源的设计指标和测试结果, 可以看出高压电源的各项指标均符合设计预期。
为了满足空间探测载荷对高压电源输出纹波的要求, 本文设计一款小功率、低纹波、最大输出电压为 10kV 的可调高压直流电源。除在原理上的设计外, 还讨论了电源装配过程中能够降低输出电压纹波的措施。测试结果表明, 本文设计的高压电源具有输出电压稳定可调、纹波低的特点, 符合设计预期, 可以作为空间探测用可变输出高压直流电源设计与制作的参考。
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Design of Low-ripple and Adjustable High Voltage Power Supply for Space
Abstract In order to meet the output ripple requirements of space detectors such as mass spectrometers and energetic particle detectors, a low power consumption, low-ripple, adjustable high voltage DC power supply with a maximum output voltage of 10 kV are designed. A Royer inverter and voltage doubler rectifier circuit are used in the design. A feedback loop is adopted to make the ripple voltage less than 2 Vpeak-to-peak. A 51 series single-chip microcomputer is also used to control the output voltage and monitor the operating status of the power supply. In addition to the design of schematics, other measures to reduce output voltage ripple are also proposed. The test results show that the high voltage power supply has the characteristics of stable and adjustable output voltage and low ripple, which can meet the basic performance requirements of high voltage power supply for space detectors.
Key words high voltage power supply; voltage doubler rectifier; low-ripple; variable output; single-chip micro-computer